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Diseño de Doble Generador de RF Orientado al
Desarrollo de un VNA
Dual RF generator design oriented towards the development of a VNA
Leonardo David Vazquez
#1
, Brian Maximiliano Gluzman
#2
, Ramiro Avalos Ribas
#3
, Alejandro José Uriz
#4
,
Victoria Carla Torres
#5
#
Laboratorio de Comunicaciones, Universidad Nacional de Mar del Plata
Juan B. Justo 4302 - Mar del Plata - Argentina
1
leonardo.vazquez@alumnos.fi.mdp.edu.ar
2
briangluzman@mdp.edu.ar
3
avalosribas@fi.mdp.edu.ar
4
ajuriz@fi.mdp.edu.ar
5
victoriatorres@mdp.edu.ar
Received: 2026-04-24 ; Accepted: 2026-03-06
Resumen— Se presenta el diseño y fabricación de un doble
generador de radiofrecuencia con rango de operación entre 40
MHz y 4,4 GHz, orientado al desarrollo de analizadores
vectoriales de redes (VNA). El sistema está basado en dos
sintetizadores ADF4351 que comparten una referencia externa
de 10 MHz, permitiendo generar señales independientes o
coherentes en frecuencia según la arquitectura requerida. Esta
característica habilita su utilización en configuraciones
homodinas y heterodinas, sin necesidad de hardware adicional
de sincronización. Se describen las principales consideraciones
de diseño electrónico y de layout en alta frecuencia, incluyendo
la implementación de líneas coplanares, técnicas de
confinamiento mediante via fencing y criterios de desacople y
distribución de masa. El módulo desarrollado constituye una
solución modular, de bajo costo y replicable, adecuada para
aplicaciones académicas y de investigación en instrumentación.
Palabras clave: Generador de RF; coplanar; via fencing; VNA;
ADF4351.
Abstract — This paper presents the design and fabrication
of a dual radio frequency generator with an operating range
between 40 MHz and 4.4 GHz, intended for the development of
vector network analyzers (VNAs). The system is based on two
ADF4351 synthesizers that share a 10 MHz external reference,
allowing the generation of independent or frequency-coherent
signals depending on the required architecture. This feature
enables its use in homodyne and heterodyne configurations
without the need for additional synchronization hardware. The
main electronic design and high-frequency layout
considerations are described, including the implementation of
coplanar lines, confinement techniques using via fencing, and
decoupling and mass distribution criteria. The developed
module constitutes a modular, low-cost, and replicable solution
suitable for academic and research applications in
instrumentation.
Keywords: RF generator; coplanar; via fencing; VNA;
ADF4351.
I. INTRODUCCIÓN
Los analizadores vectoriales de redes (Vector Network
Analyzer, VNA) constituyen instrumentos fundamentales en
el ámbito de la ingeniería electrónica y de microondas, ya
que permiten la caracterización completa en magnitud y fase
de dispositivos de uno o múltiples puertos [1]. Funcionan
mediante la generación de una señal de prueba, la cual se
inyecta en el sistema a caracterizar para medir las señales
que salen por cada uno de sus puertos. Al compararlas con la
señal incidente, en magnitud y fase, se calculan los
parámetros S que describen el funcionamiento del sistema en
esa frecuencia [2]. Un VNA debe ser capaz de operar en un
rango amplio de frecuencias, que además pueden llegar a los
GHz. Por lo tanto, es conveniente contar con dos generadores
de frecuencia programable: uno para sintetizar la señal de
prueba, y otro que obre de oscilador local, para mezclarse
con la señal a medir y bajarla a una frecuencia intermedia
para hacer la comparación de magnitud y fase.
En este trabajo se presenta el diseño y desarrollo de un
circuito impreso (PCB) que integra dos generadores de
radiofrecuencia programables, con capacidad de operación
en el rango comprendido entre 40 MHz y 4,4 GHz. El módulo
propuesto está orientado a su utilización como bloque
funcional dentro de un sistema de medición más complejo,
particularmente en arquitecturas de VNA tanto heterodinas
como homodinas [3,4]. La arquitectura dual implementada
permite generar y configurar dos señales de RF
independientes, operando con una referencia de frecuencia
común. Esta característica garantiza coherencia espectral y
estabilidad relativa entre generadores, condición esencial en
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aplicaciones de medición vectorial donde la precisión en fase
y frecuencia resulta crítica. El uso de una referencia común
a ambos generadores habilita, además, configuraciones
flexibles sin requerir hardware adicional, favoreciendo el
diseño modular del sistema completo.
El trabajo se organiza de la siguiente manera: la Sección
II describe el principio de funcionamiento de los generadores
de RF. La Sección III aborda las consideraciones de diseño
electrónico y del PCB. En la Sección IV se presenta la
fabricación y ensamblado del dispositivo. Finalmente, la
Sección V presenta las conclusiones y líneas de trabajo
futuro.
II. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DEL GENERADOR
El doble generador de RF propuesto emplea dos
sintetizadores de frecuencia ADF4351, un chip por generador
[5]. Cada sintetizador posee un lazo de enganche de fase
(PLL) fraccionario con oscilador controlado por tensión
(VCO) interno, lo que permite configurar frecuencias de
salida en el rango comprendido entre 40 MHz y 4,4 GHz,
con una potencia máxima de +5 dBm.
Internamente, cada chip posee 6 registros de configuración
programables mediante interfaz serie, los cuales se emplean,
entre otras funciones, para seleccionar la frecuencia
(divisores, multiplicadores) y la potencia de salida de la señal
de RF deseada.
El funcionamiento del generador está basado en el
principio PLL, el cual emplea un comparador de fase y
frecuencia (PFD) en conjunto con un oscilador controlado
por tensión (VCO), un arreglo de divisores y un filtro externo.
El sistema ajusta automáticamente la frecuencia del VCO
hasta cumplir la condición de enganche, es decir, cuando la
frecuencia dividida del VCO coincide en fase y frecuencia
con la señal de referencia aplicada al detector. En la Figura
1 se puede ver un modelo en bloques del PLL.
Fig. 1. Lazo de enganche de Fase del ADF4351.
La frecuencia de salida de cada sintetizador se determina
en base a las siguientes ecuaciones:
𝑓𝑅𝐹 = 𝐼𝑁𝑇 +
𝐹𝑅𝐴𝐶
𝑀𝑂𝐷
∗
𝑓𝑝𝑓𝑑
𝐷𝐼𝑉
(1)
𝑓𝑝𝑓𝑑 = 𝑅𝐸𝐹𝑖𝑛
1 + 𝐷
𝑅 (1+ 𝑇)
(2)
A continuación, en la Tabla I, se detallan los parámetros
involucrados en las ecuaciones 1 y 2.
TABLA I
PARÁMETROS ASOCIADOS AL SINTETIZADOR
fRF
Frecuencia de salida de RF
INT
Factor de división entera
FRAC
Numerador de la división fraccionaria.
(0 a MOD-1)
MOD
Denominador de la división fraccionaria.
(2 a 4095)
DIV
Divisor de la salida que divide la frecuencia del
VCO. (1, 2, 4, 8, 16, 32 o 64)
fpfd
Frecuencia de entrada del detector de fase
REFin
Frecuencia de la señal de referencia (para este
trabajo se emplea un oscilador de 10 MHz externo)
D
Duplicador de la frecuencia de entrada.
(0 o 1)
R
Factor de división de referencia. (1 a 1023)
T
Factor de división por dos de la referencia.
(0 o 1)
La arquitectura dual propuesta resulta particularmente
adecuada para aplicaciones en analizadores vectoriales de
redes. Durante un barrido en frecuencia, cada generador debe
actualizar dinámicamente su configuración manteniendo,
según la arquitectura implementada, una separación de
frecuencia constante (esquema heterodino) o bien operar a la
misma frecuencia con posibilidad de control relativo de fase
(esquema homodino).
En consecuencia, el firmware del microcontrolador debe
calcular automáticamente los valores de cada frecuencia
(INT, FRAC, MOD y DIV) para cada punto del barrido
configurado por el usuario. La programación de los registros
se realiza mediante interfaz SPI, empleando las señales CLK
(Serial Clock), DATA (Serial Data) y LE (Latch Enable). La
comunicación es unidireccional.
Adicionalmente, cada sintetizador cuenta con un pin CE
(Chip Enable) que se emplea para habilitar el funcionamiento
del sintetizador. Cuando CE se encuentra en un nivel bajo, el
dispositivo permanece en estado de bajo consumo con el
VCO deshabilitado. La activación simultánea de CE en
ambos generadores permite sincronizar el inicio del proceso
de enganche del PLL.
III. DISEÑO
En la Figura 2 se muestra un esquema del doble generador.
Se visualizan los dos sintetizadores ADF4351, cada uno con
su correspondiente interfaz de programación, y un oscilador
de referencia de 10 MHz compartido entre ambos
dispositivos.
La decisión de utilizar una referencia común permite
garantizar coherencia en frecuencia y estabilidad relativa
entre generadores, condición esencial para la implementación
de arquitecturas de VNA homodinas, donde la relación de
fase entre señales debe mantenerse estable durante todo el
barrido en frecuencia.
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Fig. 2. Esquema del doble generador.
A. Esquemáticos
Para la generación de la señal de referencia se implementó
un oscilador con cristal de 10 MHz y transistores TBJ NPN
2N3904 [6]. El esquema incluye un seguidor de tensión cuya
función es aumentar la ganancia de la señal. En la Figura 3 se
puede ver un esquemático del oscilador.
Fig. 3. Esquema del oscilador. Donde REF in es la salida de 10 MHz.
La salida de este oscilador de referencia se conecta a la
entrada de cada uno de los ADF4351 mediante desacople de
continua (capacitores).
En la Figura 4 se muestra la configuración elegida para el
PLL del sintetizador, fundamentada en las hojas de datos y
la documentación del fabricante [5][7]. Se implementó un
filtro de lazo externo conforme a las pautas de diseño
sugeridas para asegurar estabilidad y bajo ruido de fase.
Si bien el ADF4351 dispone de dos salidas diferenciales,
en este trabajo se utiliza una etapa de salida desbalanceada,
en donde uno de los pines se utiliza como salida de RF y al
otro se lo conecta a una resistencia de 50 Ω. Esto permite
mantener el ancho de banda máximo, pero implica dividir la
potencia en dos, es decir, que la potencia disponible cae 3dB:
de +5dBm a +2dBm. Ambos generadores son equivalentes.
Se descartó la utilización de un balun, sea LC o comercial,
para balancear la salida, dado que su ancho de banda de
operación limitaría el rango de funcionamiento del
dispositivo respecto a la alternativa desbalanceada.
Fig. 4. Configuración PLL. Donde VTUNE es la entrada de control de VCO,
RSET fija la corriente de la bomba de carga, CPOUT es la salida de la
bomba de carga, LD indica si el PLL está enganchado y MUXOUT permite
observar señales internas.
Por otro lado, cada bus de datos para la programación de
los registros consta de una línea de sincronización de reloj
CLK (de 20 MHz), una línea de datos DATA y dos líneas,
CE (negada) y LE, las cuales son para la habilitación del chip
y para la habilitación de carga de registros, respectivamente.
Estas líneas son independientes entre cada chip, es decir, que
hay 4 líneas por ADF4351.
Los capacitores de desacople fueron ubicados a mínima
distancia de los pines de alimentación del ADF4351 para
reducir la inductancia parásita y minimizar la inyección de
ruido en el VCO interno.
En cuanto a la alimentación, cada sintetizador necesita de
una fuente estable de 3,3 V, con un consumo aproximado de
100 mA cada uno. Dado que se dispone de fuentes de 5 V, se
emplea el circuito integrado de regulación lineal UA78M33
[8] para bajar a 3,3 V con una capacidad máxima de 500 mA,
la cual es suficiente para el oscilador de referencia y los dos
generadores ADF4351.
B. PCB
Para el diseño del PCB se optó por el material dieléctrico
FR4 de doble faz, con espesor de 1,6 mm y constante
dieléctrica 4,4. Se eligió este material por su bajo costo y
amplia disponibilidad en el mercado local, aceptando su
tangente de pérdida y sus variaciones en la constante
dieléctrica a frecuencias mayores a los 2 GHz [9].
Dado el rango de frecuencia de operación deseado, se
aplicaron rigurosos criterios de diseño en alta frecuencia,
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como la disposición de los componentes SMD y el empleo
de reglas para la mitigación de efectos indeseados, como es
la propia interferencia generada por los múltiples caminos de
retorno de corrientes, las inductancias parásitas, las
autoresonancias, entre otros problemas.
Las líneas de transmisión para la etapa de salida se
diseñaron con tecnología coplanar con plano de masa lateral,
complementadas con técnicas de via stitching y via fencing
para confinar el campo electromagnético y mejorar el control
de la impedancia (Figura 5) [10]. El ancho de los trazos se
calculó con herramientas de cálculo integradas en Altium
Designer [11], teniendo en cuenta la impedancia
característica deseada (50 Ω), las características del material
dieléctrico (constante dieléctrica, espesor) y la separación
con respecto a planos de masa [12].
Fig. 5. Línea coplanar con plano de masa y vías.
En la Figura 6 se presenta el PCB, con dimensiones de 6,6
cm x 7,9 cm. Se puede observar que los componentes pasivos
asociados al ADF4351, particularmente los capacitores de
desacople y el filtro del lazo PLL, fueron ubicados a mínima
distancia de los pines correspondientes con el fin de reducir
inductancias y capacitancias parásitas. A frecuencias del
orden del GHz, pequeñas longitudes innecesarias de pista
podrían modificar la respuesta en frecuencia y degradar el
desempeño espectral del sintetizador.
Fig. 6. Diseño en PCB de los generadores de RF. Altium Designer (licencia
estudiantil).
Por otro lado, se puede observar que el PCB incluye
múltiples vías que interconectan los planos de masa, con una
mayor densidad en proximidad a las líneas de transmisión
(pistas de mayor ancho). Esto permite garantizar igualdad de
potencial entre los planos de masa y evitar acoplamientos de
las señales en el interior del sustrato.
Si bien no se observa en la Figura 7, debajo de cada
ADF4351 también se colocaron múltiples vías, las cuales
cumplen la función de reducir la impedancia entre los planos
de referencia y mejorar la disipación térmica hacia el plano
de masa inferior. Esto mejora la estabilidad del VCO y
reduce el acople espurio entre generadores.
IV.FABRICACIÓN Y ENSAMBLADO DEL PCB
En la Figura 7 se observa el circuito impreso fabricado
por una empresa nacional, con máscara antisoldante y con
los componentes soldados por los autores. El sustrato FR4
utilizado cuenta con espesor de cobre de 35μm.
Los sintetizadores ADF4351 presentan encapsulado
LFCSP (Lead Frame Chip Scale Package) con pad térmico
expuesto en la parte inferior. Este pad debe soldarse
directamente al plano de masa del PCB para asegurar una
adecuada disipación térmica y baja impedancia entre los
planos de referencia, principalmente en altas frecuencias.
El proceso de ensamblado de los encapsulados
sintetizadores se realizó mediante aplicación de pasta de
soldar, precalentamiento de la placa y posterior utilización
de estación de aire caliente para lograr el reflow del
componente. Esta metodología permitió garantizar la
correcta soldadura del pad térmico central y de los pads
periféricos simultáneamente. El resto de los componentes
fue soldado manualmente utilizando estación de soldado
convencional. Durante el proceso se prestó especial atención
a la limpieza de residuos de flux y a la inspección visual bajo
aumento, a fin de evitar cortocircuitos o soldaduras frías que
pudieran afectar el desempeño.
Fig. 7. PCB con los componentes soldados.
V. MEDICIONES
Para verificar el funcionamiento del dispositivo, se
generaron dos señales independientes: una a 2 GHz y la otra
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a 2,0001 GHz (100 kHz por encima). En la Figura 8 se
presentan los espectros obtenidos a la salida de cada
sintetizador, medidos con un Rigol RSA3030N en modo
analizador de espectros [13]. Las mediciones se realizaron a
temperatura ambiente de aproximadamente 20º. Se observa
que las componentes fundamentales se ubican en las
frecuencias programadas, con un desvío relativo de
aproximadamente 234 ppm respecto del valor nominal,
mientras que la separación en frecuencia entre ambas señales
es de 100 kHz, en concordancia con la configuración
establecida. Este ensayo valida la aplicabilidad del circuito
propuesto para generar señales de microondas muy
levemente espaciadas, necesarias para configurar un receptor
heterodino con frecuencia intermedia en el rango de audio.
a)
b)
Fig. 8. Mediciones del dispositivo. a) sintetizador programado en 2 GHz
mide 1,9995325 GHz. b) sintetizador programado en 2,0001 GHz mide
1,9996325 GHz.
Con el objetivo de identificar el origen del desvío
observado en la frecuencia de salida, se midió la señal de
referencia (REFin) en el pin 29 del ADF4351 utilizando un
frecuencímetro Optoelectronics Model 2810. La frecuencia
medida fue de 9,9976 MHz, en lugar de los 10 MHz
nominales. Esta diferencia corresponde a un desvío de
aproximadamente 240 ppm, valor que coincide con el error
observado en las señales generadas. Por lo tanto, puede
concluirse que la principal fuente de error en la frecuencia
de salida es el circuito de referencia utilizado por el
sintetizador.
Adicionalmente para corroborar el funcionamiento del
doble generador en otras frecuencias se realizaron
mediciones en 1 GHz, 1,0001 GHz, 2,7 GHz y 2,7001 GHz,
las cuales se pueden ver en las Figuras 9 y 10.
a)
b)
Fig. 9. Mediciones del dispositivo. a) sintetizador programado en 1 GHz
mide 0,999765 GHz. b) sintetizador programado en 1,0001 GHz mide
0,999865 GHz.
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a)
b)
Fig. 10. Mediciones del dispositivo. a) sintetizador programado en 2,7 GHz
mide 2,6993675 GHz. b) sintetizador programado en 2,7001 GHz mide
2,699465 GHz.
VI.CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS
En este trabajo se presentó el diseño y fabricación de un
doble generador de RF basado en sintetizadores ADF4351,
orientado al desarrollo de un VNA de arquitectura flexible.
El sistema permite operar en el rango de 40 MHz a 4,4 GHz
compartiendo una referencia común de 10 MHz, lo que
habilita configuraciones homodinas y heterodinas.
El diseño del PCB en tecnología FR4, con líneas
coplanares y técnicas de mitigación de interferencia como
via fencing y plano de masa continuo, constituye una
solución de bajo costo, reproducible y adecuada para
entornos académicos.
Como posible mejora, se plantea la utilización de sustratos
especializados para altas frecuencias como los basados en
Rogers [14], que presentan menores tangentes de pérdidas y
una constante dieléctrica más estable en frecuencias
superiores a los 2 GHz. Sin embargo, su alto costo y limitada
disponibilidad en el mercado local representan una
restricción relevante en desarrollos académicos de bajo
presupuesto. Asimismo, considerando que el principal error
observado en la frecuencia de salida se atribuyó al oscilador
de referencia, se propone reemplazar el dispositivo
actualmente utilizado por un oscilador ECS-2200X [15], con
el objetivo de mejorar la estabilidad y exactitud de la
referencia de frecuencia y, en consecuencia, reducir el desvío
de las señales generadas.
El alcance de este trabajo se limita al diseño y fabricación
del hardware del generador dual. Como línea de trabajo
futuro se propone la integración del módulo desarrollado
dentro de la arquitectura completa de un VNA.
DECLARACIÓN DE CONTRIBUCIÓN DE AUTORÍA Y
CRÉDITOS
L. Vazquez: Análisis formal, curaduría de datos,
escritura, investigación, metodología, software, validación,
visualización. B. Gluzman: Administración del proyecto,
conceptualización, escritura, revisión y edición, metodología,
redacción – borrador original, supervisión, validación y
visualización. R. Ribas: Administración del Proyecto,
conceptualización, escritura, revisión y edición. metodología,
recursos, supervisión y validación. A. Uriz: Administración
del Proyecto, Adquisición de fondos, conceptualización,
revisión y recursos. V. Torres: revisión, investigación y
software.
REFERENCIAS
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Disponible en: https://coppermountaintech.com/es/conceptos-
basicos-de-analizador-de-redes-vectoriales/ 6 de abril del 2026.
[2] D. M. Pozar, Microwave Engineering, Fourth Edition. John Wiley
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Master Tesis, Instituto Superior Técnico, Lisboa, Portugal, 2016.
[Online]. Disponible en:
https://fenix.tecnico.ulisboa.pt/downloadFile/281870113703178/Dis
sertacao.pdf
[4] R. Peter and G. Fischerauer, “Homodyne Vector Network Analysis
as a Tool for the Real-Time Measurement of Electrical Material
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stitching-via-shielding
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[15] “ECS-2200X data sheet,” ECS Inc. International, Kansas, Estados
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